Перетворювачі напруга – частота

Другий  операційний підсилювач використовується в режимі компаратора напруги. Порогова напруга 4В забезпечується підключенням до не інвертуючого входу А2 резистивного дільника R₁₀, R₁₁ і джерела живлення 6 В. Коли вихідна напруга інтегратора досягає порогового значення, включається компаратор і відкривається транзисторний ключ VT3, що замикає коло додатного зворотного зв’язку компаратора. Емітерний струм насиченого транзистора VT3, приблизно рівний 11 мА, надходить в підсумовуючу точку компаратора, підтримуючи тим самим напругу на не інвертуючому вході на рівні потенціалу землі. При цьому, напруга на виході інтегратора починає швидко спадати (по модулю). Коли потенціал на інвертуючому вході компаратора досягає нуля, компаратор перемикається і закриває транзисторний ключ VT3. Після цього цикл повторюється спочатку.

Резистор R₁₂ включений в схему для обмеження базового струму транзистора VT3; конденсатори С₅ і С₆ прискорюють процес включення – виключення цього транзистора.

Час t₁, протягом якого напруга на виході інтегратора змінюється від 0 до  4 В, визначається постійною часу і приростом амплітуди вхідної напруги ΔU_ВХ :

Час скидання інтегратора :

де ΔU_ВИХ – максимальний розмах напруги на виході інтегратора; I_К - колекторний струм відкритого транзистора VT3; U_П – напруга живлення.

Для ΔU_ВИХ справедливий наступний вираз :

За допомогою виразів (3.2) ÷ (3.3) легко визначити період імпульсів, що генеруються :

Так як в даному випадку справедлива нерівність вираз для визначення частоти вихідних імпульсів можна представити у вигляді : З цього виразу випливає, що схема має лінійну залежність частоти f від вхідної напруги з коефіцієнтом перетворення 100 Гц / В.

У попередніх схемах основний внесок у помилку  перетворення (порушення лінійності залежності частоти вихідних імпульсів  від вхідної напруги) вносив відмінний  від нуля час розряду інтегруючого конденсатора, тобто час скидання інтегратора. Один із способів компенсації цього часу показаний на рис. 3.4. Схема працює з додатними значеннями вхідних напруг. Тут справедливий наступний вираз для частоти проходження вихідних імпульсів : де Т₁ – час інтегрування вхідної напруги інтегратором А1; Т₂ – час скидання інтегратора. Якщо обидва операційні підсилювачі мають незначні напруги зміщення нуля і малі вхідні струми зміщення, умова для скидання інтегратора може бути представлена у вигляді :

де U_C і U_R2 – падіння напруг на конденсаторі С і резисторі R₂ відповідно; U_ОП - опорна напруга.

Рис. 3.4. Схема перетворювача з компенсацією часу скидання інтегратора.

Якщо  опір R₂ вибрати таким, щоб постійна часу дорівнювала часу скидання інтегратора Т₂, то вираз (3.5) набуде вигляду :

Таким чином, частота вихідних імпульсів перетворювача  пропорційна середньому значенню вхідної  напруги U_BX навіть у тому випадку, коли U_BX змінюється з високою швидкістю. Однак при компенсації часу скидання у такий спосіб, слід враховувати той факт, що зміна вхідної напруги за час Т₂ призведе до погіршення параметрів схеми. Тому така компенсація ефективна лише при вхідних керуючих сигналах, що повільно змінюються.

3.2.ПНЧ з підвищеною лінійністю.

Аналіз  найпростіших перетворювачів напруги  в частоту показує, що при побудові схем з високою лінійністю передавальної  характеристики необхідно керуватися такими основними положеннями :

• операційний підсилювач, що використовується в режимі інтегратора, повинен мати великий коефіцієнт підсилення при розімкненому колі зворотного зв’язку і високий вхідний опір;
• верхнє і нижнє значення граничної напруги компаратора повинні залишатися незмінними в процесі роботи схеми, для чого слід застосовувати високо стабілізоване джерело від’ємної напруги живлення та операційний підсилювач з низькою вхідною напругою зміщення та малим дрейфом;
• швидкість наростання вихідної напруги інтегратора має бути досить високою, щоб забезпечити  малий час розряду інтегруючого конденсатора. Слід зазначити, що виконання останньої рекомендації найбільш важливо, оскільки час скидання вносить максимальний внесок у точність перетворювача.

Розглянемо  кілька практичних схем перетворювачів напруги в частоту з високою  лінійністю та виконаємо їх короткий аналіз. Особливість схеми перетворювача, зображеного на рис. 3.5(а), полягає в тому, що часи заряду і розряду інтегруючого конденсатора С₁ в схемі рівні; це забезпечує симетричність вихідних імпульсів і дозволяє в певних межах компенсувати час включення транзистора VT1, колекторний струм якого розряджає цей конденсатор.

Рис. 3.5. Перетворювачі з лінійністю передатною характеристикою

0,1% (а) і  0,2% (б)

 

Для того щоб часи наростання і спаду напруги  на виході інтегратора були рівні  між собою, необхідно виконання  умови Однак у цьому виразі не враховано відмінне від нуля значення часу затримки включення транзистора VT1, яке може істотно порушити симетрію вихідних імпульсів верхньої межі робочого діапазону частот перетворювача (в даному випадку 100 кГц). Крім того, на таких частотах час затримки значно погіршить лінійність перетворення.

Для компенсації  впливу транзистора VT1 на лінійність передатної характеристики в схемі використане  фазозсуваюче коло ввімкнене між інтегратором та компаратором напруги. На низьких частотах (при малих вхідних напругах) впливом конденсатора С₂ на вихідний сигнал можна знехтувати, і фазозсуваюче коло працює як звичайний резисторний дільник. З підвищенням робочої частоти опір конденсатора зменшується, і велика частина вихідної напруги інтегратора надходить на вхід компаратора, викликаючи тим самим більш раннє перемикання останнього. При правильному виборі номіналів цього кола, затримка включення транзистора VT1 може бути повністю скомпенсована. Використання транзистора VT1 в інверсному режимі також сприяє підвищенню якості перетворення, оскільки при такому включенні зменшується падіння напруги колектор-емітер транзистора в насиченому стані.

Запропонована схема має хороші температурні характеристики, тому що додатний температурний коефіцієнт по напрузі стабілітронів компенсує негативний коефіцієнт прямо зміщених р-n-переходів транзистора. З номіналами елементів, зазначеними на рис. 3.5(а), при зміні вхідної напруги від 0 до 10 В частота вихідних імпульсів змінюється від 0 до 40 кГц (лінійність залишається в межах 0,1%). Слід зазначити, що для досягнення такої лінійності необхідно, щоб внутрішній опір джерела сигналу залишався досить малим у порівнянні з опорами R₁ і R₃ у всьому діапазоні частот (0 ÷ 40 кГц). Висока точність і великий динамічний діапазон робочих частот схеми дозволяють виконувати з її допомогою високоякісні аналого-цифрові перетворення і будувати на її основі прецизійні, керовані напругою генератори пилоподібних коливань.

Ще одна схема перетворювача напруги  в частоту з лінійністю передавальної  характеристики краще ± 0,2% при зміні  вхідного сигналу від 0 до 10 В показана на рис. 3.5(б). У цій схемі для скидання інтегратора застосовується звичайний чотиришаровий діод. Схема генерує як імпульсну U_ВИХ1 так і пилоподібну U_ВИХ2 напруги.

При інтегруванні вхідної напруги операційним  підсилювачем, резистором R₁ і конденсатором С₁ напруга на виході А1 лінійно наростає з нахилом Коли ця напруга перевищує напругу відкривання діода U_ВІД, останній перемикається в стан з низьким опором. При цьому конденсатор С₁ розряджається до тих пір, поки напруга на ньому не зменшиться до напруги відновлення діода. Після цього відновлюється початковий стан VD, і цикл відновлюється. В результаті перемикання діода, на його аноді виникає імпульсний сигнал, який надходить на вихід. Частота вихідної пилоподібної напруги приблизно дорівнює :

При використанні конденсатора ємністю до 1 мкФ лінійність характеристики перетворення підвищується, проте при цьому зменшується  максимальна частота вихідного  сигналу. Схема нормально працює на частотах до 5 кГц; подальше збільшення частоти обмежено швидкістю наростання вихідної напруги операційного підсилювача. Опір резистора R₁ вибирається таким, щоб вхідний струм підсилювача не перевищував 10 мкА; в цьому випадку усуваються помилки, обумовлені струмом витоку діода.

3.3. ПНЧ на таймерах.

Часто при  перетворенні напруги в частоту  необхідний більший діапазон зміни частоти вихідних імпульсів, ніж можуть забезпечити розглянуті раніше схеми. Перетворювачі зі зміною частоти в межах 2 – 4 декади реалізують на інтегральних таймерах.

При під'єднанні таймера за схемою самозбудження мультивібратора (рис. 3.6(а)) можна отримати лінійний перетворювач напруги в частоту, яка змінюється від 10 Гц до 10 кГц, причому цей діапазон може бути легко зміщений в будь-яку сторону заміною одного з елементів схеми. Вхідна керуюча напруга створює струм, який лінійно заряджає часозадаючий конденсатор С, так що із збільшенням U_BX лінійно зростає частота вихідних імпульсів. Напруга на конденсаторі визначається виразом де I – струм зарядки конденсатора. Зарядка триває до тих пір, поки напруга на конденсаторі не досягне величини при цьому час заряду У цей момент конденсатор швидко розряджається до напруги через опір колектор-емітер відкритого транзисторного ключа в таймері А2 типу 106ВІ1. Час розряду

Схема розраховується таким чином, щоб виконувалася умова  тому період коливань мультивібратора Т вельми близький до U, а частота коливань

Операційний підсилювач 140УД7 і транзистор VT3 утворюють  джерело струму, що залежить від  керуючої напруги.

Рис. 3.6. Застосування таймера в схемі перетворювача напруги в частоту (а) і залежність частоти та її похибки від вхідної напруги (б).

 

У ньому  Для того щоб джерело вхідної напруги U_ВХ можна було заземляти, зарядка конденсатора фактично здійснюється струмом I, що надходить від джерел струму (транзистори VT1, VT2 і VT4), що є “дзеркальним відображенням” джерела струму на транзисторі VT3; при цьому I = I₁. Транзистор VT4 включений за модифікованою каскадної схемою, завдяки чому джерело струму володіє підвищеним вихідним опором, так що рівність струмів I = I₁ дотримується краще. З урахуванням цього :

При максимальному  вхідному керуючому сигналі 10 В і  номіналах елементів, зазначених на рис. 3,6(a), струм зарядки легко можна регулювати від 10 мкА до 1 мА; при цьому вихідна частота де f – в герцах, U_ВХ – в    

вольтах.

На рис. 3.6(б) наведені експериментальні залежності частоти та її похибки від керуючої напруги. На верхній межі частотного діапазону (близько 10 кГц) починає позначатися час розряду t₂, який фактично не дорівнює нулю, і частота стає меншою від розрахованого значення. На низькій частоті (близько 100 Гц) коефіцієнти підсилення транзисторів падають, а струми зміщення компаратора знижують коефіцієнт перетворення напруги в струм, при цьому частота виявляється меншою обчисленого за формулою (3.6) значення. Останнє явище можна частково усунути регулюванням напруги зміщення операційного підсилювача. Для роботи на більш високих частотах (до 100 кГц) краще зменшувати ємність С (до 0,002 мкФ) ніж опір R₃. Нехтування цією рекомендацією призведе до підвищення похибки на високих частотах за рахунок збільшення відношення

Наведена  на рис. 3.7 схема також побудована на таймері, але має діапазон зміни частоти вихідних імпульсів від 0 до 10 кГц. При подачі від’ємної напруги від 0 до 10 В на вхід підсилювача, включеного в режимі інтегратора, його вихідна напруга починає лінійно збільшуватися до тих пір, поки не досягне У цей момент запускається таймер і напруга на його контактах 3 і 7 стає близькою до нуля. Включається польовий транзистор VT1, який швидко розряджає інтегруючий конденсатор С₁. Так як час розряду сталий (не залежить від вхідної напруги), лінійність перетворювача на високій частоті буде обмежена. Для компенсації впливу часу розряду конденсатора в схемі використовується RС-ланка, що складається з резистора R₅ та конденсатора С_З і забезпечує залежну від частоти перетворювача затримку включення таймера по входу 2.

Рис. 3.7. ПНЧ на таймері 1006ВІ1з частотою вихідних імпульсів від 0 до 10 кГц.

Коли  напруга на цьому вході стає рівною відбувається скидання таймера, при якому напруги на його виходах досягають максимального значення. Транзистор VT1 вимикається, й починається наступний цикл.

Так як час  скидання перетворювача близько 1 мкс, то в діапазоні 0-10 кГц нелінійність передаточної характеристики – не гірше 0,2%. Якщо знехтувати часом скидання перетворювача, частоту вихідних імпульсів можна обчислити за наступним виразом :

Для досягнення гарної температурної стабільності, слід використовувати конденсатор С₁ полістирольного типу. Регулювання нуля в схемі забезпечується змінним резистором R₃. У найгіршому випадку, при температурі +20 ° C, напруга зміщення на вході операційного підсилювача дорівнює 1,2 мВ, що відповідає зсуву частоти вихідних імпульсів перетворювача на 1,2 Гц.